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GaN 신뢰성 및 수명 예측: 15단계(8)
DC-DC 컨버터(Ⅱ)

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글/Ricardo Garcia, Siddhesh Gajare, Ph.D., Angel Espinoza, Max Zafrani, Alejandro Pozo, Ph.D., Shengke Zhang, Ph.D., EPC

(3) 48V-12V 벅 컨버터

다음 사례는 연속 전도 모드로 500kHz로 동작하는 48V-12V 벅 컨버터이다. 그림 39는 SPICE 모델 회로 스키매틱을 보여준다. 인덕터 L5를 다르게 해서 오버슈트 양을 다르게 했다. 먼저 하측 정류기 FET에 대해서 알아보고, 그 다음에 하측 제어 FET에 대해서 알아본다. 두 디바이스 모두 EPC2045 100V GaN 트랜지스터이다.

[그림 39] EPC9078 데모 보드[46]를 채택하고 500kHz로 동작하는 48V-12V 벅 컨버터. 각기 다른 오버슈트를 발생시키기 위해서 L5를 0.2nH에서 1.2nH로 변화시켰다.

① 하측 GaN 트랜지스터

그림 40은 이 컨버터로 각기 다른 기생 인덕턴스로 하측 정류기 FET의 전압 및 전류 파형을 보여준다. 하측 트랜지스터로 소프트 스위칭 트랜션트이고, 인덕턴스가 높아짐에 따라서 턴오프 시에 전압 오버슈트가 높아진다. L5를 달리 함으로써 하측 트랜지스터로 오버슈트가 80V 버스 위로 50V에서 90V로 높아진다는 것을 알 수 있다. 170V 피크 오버슈트는 보통의 잘 설계된 시스템으로 발생될 수 있는 것보다 훨씬 높은 것이다.

그림 41에서는 첫 번째 사이클의 포획 전하 양과 1천만 번째 사이클의 누적 양을 비교해서 보여준다(수직 축의 스케일이 다르고, 시간을 세분해서 표시하고 있다). 빨간색 타원은 첫 번째 사이클에서 1천만 번째 사이클 사이의 어느 지점에선가 특성이 변했다는 것을 보여준다. 이것은 전자가 포획될 때마다 장벽 높이가 약간씩 높아지는 것으로 인한 것이다. 그럼으로써 가장 활동적인 전자들을 제외하고 모든 전자들이 포획되기가 좀더 어려워진다. 이 구간은 약간의 링잉을 포함하며, 포획된 전자들은 디바이스가 공칭적으로 오프 상태일 때 아주 낮은 누설 전류와 함께 높은 VDS로 인한 것이다.

이 데이터를 그래프로 그리면 그림 42와 같다. 윗줄의 두 그래프는 0.2nH 인덕터를 사용할 때 시간에 따른 포획 전하 QS(왼쪽)와 정규화 RDS(on)(오른쪽)이고, 아랫줄의 두 그래프는 1.2nH 인덕터를 사용할 때이다. 링잉이 130V 피크일 때는 RDS(on)이 미미하게 증가하는데, 피크 전압이 170V로 높아지면 RDS(on)이 좀더 눈에 띄게 증가하는 것을 볼 수 있다.

[그림 42] 윗줄의 두 그래프는 0.2nH 인덕터를 사용할 때 시간에 따른 포획 전하 QS(왼쪽)와 정규화 RDS(on)(오른쪽)이고, 아랫줄의 두 그래프는 1.2nH 인덕터를 사용할 때이다. 

② 상측 GaN 트랜지스터

그림 43의 왼쪽은 그림 39에서 본 벅 컨버터의 상측 제어 FET의 전류 및 전압 파형을 보여준다. 이번에는 eGaN FET이 턴온 및 턴오프 시에 하드 스위칭 전이를 한다. 1.2nH의 동일한 L5 인덕턴스 값으로 상측 디바이스로 오버슈트는 약 40V에 불과하다. 그러므로 120V의 피크 오버슈트 전압이다. 오른쪽에서는 첫 번째 사이클(위)과 1천만 번째 사이클(아래)의 포획 전하를 비교해서 보여준다(수직 축의 스케일이 다르다는 점에 유의할 것). 

하측 트랜지스터와 마찬가지로, 나중으로 가면서 포획 전하 양이 증가함에 따라서 특성이 변화된다. 하측 디바이스로는 발견되지 않은 것으로서, 1.3µs까지의 턴오프 사이클에 전하가 급격하게 증가하는 것으로 나타난다. 사이클의 이 부분에서 상측 트랜지스터가 턴오프 시에 전압이 감소하면서 전류 양이 상당하다. 그러므로 상당한 양의 매우 활발한 전자들이 공급되어서 포획될 수 있다.

상측 디바이스로 1.2nH 인덕턴스로 피크 오버슈트가 120V로 낮아지기 때문에 그림 42에서 0.2nH 사례와 마찬가지로 dRDS(on)이 미미하게 증가한다. 둘이 거의 비슷한 피크 오버슈트 전압이기 때문이다.

물리학 기반의 모델을 사용해서 어느 특정한 스위칭 시점의 포획 전하를 계산할 수 있다. 시뮬레이션을 보면, 전류는 적게 영향을 미치고 전압은 훨씬 더 크게 영향을 미치는 것으로 나타난다. 12V 출력의 LLC 동기 정류기로 트랜스포머의 각기 레그로 누설 인덕턴스를 50pH에서 150pH로 변화시켜서 서로 다른 오버슈트를 발생시켰는데, 30V 정격 디바이스를 사용하더라도 dRDS(on)은 그렇게 많이 증가하지 않았다. 

벅 컨버터로 하측과 상측 트랜지스터 모두로 100V 정격 디바이스를 사용해서 130V 피크 오버슈트에 이르기까지 RDS(on)이 최소한으로 변화되었다. 170V 피크 과전압으로도 이 100V 디바이스의 RDS(on)이 증가하는 것이 10년에 걸쳐서 50%밖에 되지 않았다.

[그림 44] 시간에 걸친 포획 전하 QS(위)와 정규화 RDS(on)(아래). 수평 축의 스케일은 딱 10년에서 끝난다.

(4) 실제 활용 사례들로 모델을 적용한 결과 요약

물리학 기반의 모델을 사용해서 어느 특정한 스위칭 시점의 포획 전하를 계산할 수 있다. 시뮬레이션을 보면, 전류는 적게 영향을 미치고 전압은 훨씬 더 크게 영향을 미치는 것으로 나타난다. 12V 출력의 LLC 동기 정류기로 트랜스포머의 각기 레그로 누설 인덕턴스를 50pH에서 150pH로 변화시켜서 서로 다른 오버슈트를 발생시켰는데, 30V 정격 디바이스를 사용하더라도 dRDS(on)은 그렇게 많이 증가하지 않았다. 

벅 컨버터로 하측과 상측 트랜지스터 모두로 100V 정격 디바이스를 사용해서 130V 피크 오버슈트에 이르기까지 RDS(on)이 최소한으로 변화되었다. 170V 피크 과전압으로도 이 100V 디바이스의 RDS(on)이 증가하는 것이 10년에 걸쳐서 50%밖에 되지 않았다.

맺음말

GaN 디바이스는 2010년부터 양산되고 있으며, 시험실 테스트로뿐만 아니라 자율 자동차의 라이다, 지붕 태양광 패널, 차량 전조등, 서버 용의 DC-DC 컨버터, 위성 같은 많은 고객 애플리케이션으로 우수한 신뢰성을 입증하고 있다. “test-to-fail(실패 테스트)” 방법론을 사용해서 모든 스트레스 조건에 걸쳐서 내재된 결함 메커니즘과 디바이스 동작을 규명할 수 있다. 이 테스트로부터 획득된 정보를 활용해서 다양한 실제 미션 프로파일로 디바이스 수명을 신뢰하게 예측할 수 있다. 

leekh@seminet.co.kr
(끝)
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