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밀리미터파 구현에 새로운 DPD 접근법이 필요한 이유와 가치 정량화 방법

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글/호세인 예크타이(Hossein Yektaii) 무선 시스템 아키텍트, 패트릭 프랫(Patrick Pratt), 알고리즘 설계 엔지니어, 프랭크 커니(Frank Kearney) 엔지니어링 매니저, 아나로그디바이스(Analog Devices, Inc.)

5G NR(New Radio) 표준은 쓰루풋을 높이기 위해 서브 6GHz 주파수에 밀리미터파(mmWave) 주파수까지 추가적으로 활용하고 있다. 밀리미터파 주파수의 활용은 데이터 쓰루풋을 크게 높일 수 있는 특별한 기회를 제공하는 한편, 기술 구현에 있어서 새롭게 해결해야 할 과제들도 제기한다. 

이 글에서는 서브 6GHz와 밀리미터파 기지국 무선의 아키텍처 차이에 대해 살펴본다. 특히 이들 시스템에 디지털 전치 왜곡을 구현할 때의 과제와 이점에 대해서 알아본다. DPD는 서브 6GHz 무선 통신 시스템에서 전력 효율을 높이기 위해 널리 사용되는 기법인데, 대부분의 밀리미터파 무선은 DPD를 사용하지 않는다. 아나로그디바이스(ADI)의 빔포머와 트랜시버를 사용해서 개발된 256-소자 밀리미터파 어레이 프로토타입에 DPD를 적용함으로써 유효 등방성 복사 전력을 최대 3dB까지 향상시키는 것으로 확인된다. 이는 DPD를 사용하지 않는 어레이와 비교할 때, 동일한 목표 EIRP로 어레이 소자 수를 30% 줄일 수 있게 해준다. 

이 글의 목적은 기존 서브 6GHz 매크로셀룰러와 밀리미터파 기지국 무선 및 안테나 설계가 어떻게 다른지 알아보고자 하는 것이다. 아울러, 이러한 설계 상의 차이가 밀리미터파 어레이에 DPD를 구현하는 것이 서브 6GHz 무선과 관련해 어떠한 영향을 미치는지도 함께 알아본다.

머리말

더 낮은 지연시간 및 더 높은 신뢰성에 대한 요구와 함께, 더 높은 데이터 쓰루풋에 대한 급격한 수요 증가는 3GPP 5G NR 표준 개발의 강력한 동력 중 하나였다. 4G LTE 시스템은 서브 3GHz 대역으로 구축되었는데, 최근 몇 년 사이 3GHz ~ 5GHz 대역에서 새로운 스펙트럼이 할당되면서 5G NR에 더 넓은 채널 대역폭(BW)이 가능해졌다. 4G LTE와 비교할 때, 서브 6GHz 주파수에서 최대 채널 대역폭이 20MHz에서 100MHz로 높아졌다. 더 넓은 채널 대역폭 외에도, 다중 송신 및 수신 안테나와 궁극적으로 매시브 MIMO 기술을 사용함으로써 스펙트럼 효율을 더욱 높일 수 있게 되었다. 이 모든 향상 덕분에 더 높은 데이터 쓰루풋이 가능해졌지만, 할당된 서브 6GHz 스펙트럼 양이 비교적 적다고 하는 근본적인 한계점 때문에 개별 사용자들에게 제공되는 피크 쓰루풋은 여전히 1Gbps 이하로 제한되고 있다. 

5G NR은 3GPP 표준 역사상 처음으로 셀룰러 모바일 애플리케이션에 24.25GHz ~ 52.6GHz의 밀리미터파 주파수를 할당하고 있다. 서브 6GHz 주파수들을 FR1이라고 하는 것과 달리, 이 새로운 주파수 대역은 FR2라고 한다. FR1에 비해 FR2에서는 훨씬 더 많은 양의 스펙트럼을 이용할 수 있다. FR2에서는 1개 채널의 대역폭이 400MHz만큼 넓기 때문에 전례 없이 엄청난 쓰루풋을 달성할 수 있게 됐다. 하지만 밀리미터파 주파수를 사용하기 위해서는 기지국(BS)과 사용자 장비(UE) 모두 새로운 설계 과제들을 해결해야 한다. 이 중에서도 특히 중요한 것이 더 높은 경로 손실과 더 낮은 PA 출력 전력인데, 이들은 BS와 UE 사이의 링크 예산을 까다롭게 한다.

BS와 UE 사이의 경로 손실은 Pl [dB] = 10log10 (Pt/Pr)로 나타낼 수 있으며, 여기서 Pt와 Pr은 각각 송신 전력과 수신 전력이다. 자유 공간에서, 수신되는 전력은 거리와 파장에 따른 함수 관계이다. 이를 ‘프리스 공식이라고 하는데 Pr (d,λ) = Pt Gt Gr (λ/4πd)2으로 나타낸다. 이 공식에서 Gt와 Gr은 각각 송신기와 수신기 안테나 이득이며, λ는 파장이고, d는 송신기와 수신기 사이의 거리이다. 실제 무선 통신 환경에서는 주변 사물들로부터 반사와 건축 소재들을 통과할 때의 손실로 인해 경로 손실을 모델링하고 계산하기가 훨씬 더 복잡해진다. 하지만 서브 6GHz와 비교해서 밀리미터파 주파수에서 경로 손실이 얼마나 더 큰지 가늠해보기 위해, 자유 공간에서의 전파 조건에, 비슷한 안테나 이득이고, BS와 UE 사이의 거리가 같다고 가정해보자. 이러한 조건이라고 가정했을 때, 28GHz에서의 경로 손실은 900MHz일 때에 비해 10 x log(28000/900)2 = 29.8dB 더 높다. 

서브 6GHz 주파수에서 BS 전력 증폭기는 40% 이상의 효율로 수십 와트 대의 RF 전력을 출력하는 경우가 드물지 않다. 이는 도허티(Doherty) 같은 고효율 PA 아키텍처를 채택하고 첨단 DPD 기법을 사용함으로써 가능한 것이다. 이에 비해 고도로 선형적인 클래스 AB 밀리미터파 PA는 통상적으로 1W 이하의 RF 전력을 출력하고 한 자릿수 대의 효율을 가진다. 밀리미터파 주파수에서는 이 같은 동작 조건들이 BS와 UE 사이의 링크 예산을 더 까다롭게 한다. 이 두 가지 과제(더 높은 경로 손실과 PA당 더 낮은 전력)에 대한 해결책은 특정한 공간적 위치에 전력을 더 정확하게 제공하도록 하는 것이다. 이를 위해서 사용할 수 있는 방법이 빔포밍 및 빔스티어링 기능이 있는 능동형 위상 배열 안테나를 사용하는 것이다.

밀리미터파 5G에 사용되는 안테나 어레이

안테나 어레이는 새로운 개념이 아니다. 수동형 어레이는 GSM 초기 구축 시절부터 셀룰러 기지국 안테나에 사용되었으며, 레이더 시스템은 수십년 동안 수동형 어레이를 사용하고 있다. 앞서 언급했듯이, 밀리미터파 주파수에서 더 높은 경로 손실과 PA당 더 낮은 전력에 대한 해결책은 능동형 위상 배열 안테나를 사용하는 것이다. 이는 어레이에 다수의 안테나 소자들을 배치하고 각각의 소자를 저전력 PA를 사용해서 구동하는 것이다. 더 많은 수의 소자들을 사용함으로써 어레이로부터 총 방사 전력을 높이는 한편, 어레이 이득을 향상하고 결과적인 빔 폭을 좁힌다. 

능동형 위상 배열 안테나는 높은 비용 때문에 지금까지는 주로 항공우주 및 방위 애플리케이션에서 사용되어 왔다. 그런데 최근 반도체 기술이 발전하고 높은 수준의 기능 통합이 이루어지면서 5G 애플리케이션에서도 능동형 위상 배열 안테나를 상업적으로 활용할 수 있게 되었다. ADI는 16개의 송신 및 수신 채널과 그에 따른 PA 및 저잡음 증폭기(LNA)에, 경로마다의 위상 및 이득 제어와 TDD 스위치 기능까지 통합한 능동형 빔포머 디바이스들을 제공한다. 이 모든 기능들이 단일 실리콘 상에 통합되어 있다. 이들 디바이스의 1세대 제품은 SiGe BiCMOS 기술이 적용되었다(ADMV4821). 2세대 제품에서는 전력 효율과 비용을 향상하기 위해 SOI CMOS 프로세스를 적용했다(ADMV4828). 고도로 통합적이면서 전력 효율적인 이들 빔포머 디바이스에 밀리미터파 상향/하향변환기(ADMV1017/ADMV1018)와 주파수 합성기(ADF4371/ADF4372)를 결합하면 밀리미터파 5G 기지국용으로 완전한 RF 프론트엔드 솔루션을 달성할 수 있다.

밀리미터파 주파수에서는 안테나 소자들의 물리적 풋프린트가 작다. 예를 들어 28GHz에서 간단한 마이크로스트립 패치 안테나의 풋프린트가 통상 10mm2 이하다. 따라서 비교적 작은 면적에 여러 개의 안테나를 설치하여 이득을 높일 수 있다. 그림 1에서 보는 것과 같이, 8개 행과 16개 열의 이중 편파 방사 소자들로 이루어진 256 소자 안테나 어레이가 있다고 가정해보자. 그림에서 빨간색 선과 파란색 선은 각각 +45° 및 -45° 편파 소자들을 나타낸다.

안테나 소자들 사이의 거리가 λ/2라고 한다면, 이 안테나 어레이의 총 면적은 8(λ/2) × 16(λ/2) = 32λ2이다. 900MHz 안테나와 28GHz 안테나를 비교해 보면, 900MHz 어레이의 총 면적은 3.55m2이고, 28GHz 어레이의 총 면적은 3.67 × 10-3 m2로서 거의 1,000배나 더 작다. 900MHz에서 256 소자 안테나 어레이의 크기가 터무니없이 큰 것에 비해서, 28GHz에서는 비슷한 어레이를 40cm2 이하의 PCB로 구현할 수 있다.

이 글에 예시한 사례를 위해, ADI의 빔포머와 밀리미터파 상향/하향변환기를 사용하여 28GHz에서 256 소자 이중 편파 밀리미터파 안테나 어레이를 다층 PCB 상에 구현했다. 안테나와 RF 사이에 비싸고 손실이 심한 인터커넥트를 피하고 비용을 줄이기 위해서, PCB 한 쪽 면에는 능동 부품들을, 다른 쪽 면에는 안테나 소자들을 각각 탑재했다. 그림 2는 AiB256(AiB는 ‘antenna in board’를 뜻함)이라고 하는 이 보드의 모습을 보여준다. 

그림 2에서는 AiB256 상에 16개의 ADMV4828 SOI 빔포머 칩이 탑재된 것을 볼 수 있다. 이들은 각각 16개씩의 송신 및 수신 채널을 제공하고, 각각 편파로 128개 안테나 소자들에 연결되어, 26.5GHz ~ 29.5GHz의 주파수 범위를 지원한다. 동일한 편파의 64개 안테나 소자들은 각각의 ADMV1018 밀리미터파 상향/하향변환기에 연결된다. 그럼으로써 총 4개의 개별 빔을 생성한다. 그림 3은 AiB256의 절반에 대한 개략적인 블록 다이어그램을 보여준다.

더 높은 EIRP를 달성하기 위해, 동일한 편파의 64개 안테나 소자 2세트를 IF에 결합하여 128개의 소자가 각각 1개의 빔을 생성하는, 총 2개의 빔을 생성할 수도 있다. 이 보드는 ADI 내부적으로 안테나 캘리브레이션과 DPD 알고리즘 개발 업무에 폭넓게 활용됐다.

서브 6GHz 및 밀리미터파용 기지국 설계

특정한 주파수와 원하는 커버리지 영역으로 기지국을 설계하기 위해서는 빔 패턴과 유효 등방성 복사 전력 사양을 사전에 정해야 한다. 900MHz에서 통상적인 매크로셀룰러 기지국은 그림 4에서 보듯이 4Tx/4Rx 무선 유닛으로 이루어지며, 외부 안테나로 연결된다.

이 안테나는 내부에 2열의 교차 편파(±45° 빨간색/파란색) 다이폴들을 포함하고 있다. 4개의 RF 포트 각각이 1열의 한 편파로 피드한다. 이 예시의 경우, 동일 편파인 6개 다이폴들 사이에 신호를 동일한 위상 및 진폭으로 분할한다. 소자의 수가 수직 방향(열)으로 더 많을수록 빔폭이 수직 면에서 좁아진다(그림 4). 이것이 바람직한 것은, 대부분의 UE가 안테나 높이보다 아래에 있기 때문이다. 셀 커버리지 영역을 추가로 제한하고 다른 셀들과 간섭을 피하기 위해 빔을 약간 다운 틸팅 할 수도 있다. 안테나 소자들 사이의 거리가 λ/2라고 했을 때, 이러한 안테나의 반전력 빔 폭(빔의 피크 대비 송신 전력이 3dB 하락하는 각도)은 수평 면으로 약 90°, 수직 면으로 약 20° 이하다. 

이처럼 빔 폭이 넓으므로 통상적인 120° 섹터를 커버할 수 있으며, UE의 움직임을 추적하기 위해 스티어링을 할 필요가 없다. 안테나의 높이와 폭은 각각 6 × (λ/2) = 2미터 및 2 × (λ/2) = 0.33미터이다. 다이폴 소자당 이득이 5dBi라고 할 때, 각 편파마다 안테나 이득은 약 10 × log(12) + 5dBi = 15.8dBi이다. 각각의 PA가 40W(46dBm)의 RF 전력을 출력한다면, 각 편파당 EIRP는 46dBm + 3dB(2열) + 15.8dBi = 64.8dBm이다. 이 정도의 EIRP면 900MHz에서 수 킬로미터의 거리에 걸쳐 양호한 커버리지를 제공할 것으로 기대할 수 있다.

이번에는 28GHz AiB256을 보자. AiB256은 그림 1에서 보듯이 8개의 행과 16개의 열로 이루어진 각각 편파마다 128개의 안테나 소자들을 가지고 있다. 소자들 사이의 거리는 λ/2이고 소자당 이득은 5dBi라고 가정할 때, 전체적인 안테나 이득은 10 × log(128) + 5dBi = 26dBi로 계산된다. 900MHz 사례와 비교하면 안테나 이득이 10.2dB 더 높다. 하지만 그 대신 빔 폭이 더 좁다. 3dB 빔 폭은 수직 면으로 12°, 수평 면으로 6°에 불과하다. 

이처럼 폭이 좁은 빔은 통상적인 120° 섹터를 한번에 커버하지 못한다. 이에 대한 해결책은 먼저 셀 커버리지 영역에서 액티브 UE를 찾아내고 빔이 이들을 향하게 만들고 셀 내에서 이들의 움직임을 추적하는 것이다. 5G 표준들은 빔 포착 및 추적 절차에 대해서 정의하고 있는데, 이는 이 글의 주제에서 벗어나는 내용이므로 더 깊게 다루지는 않는다. 이 무선의 EIRP를 계산하기 위해, 각각의 송신 경로가 13dBm의 RF 전력을 출력한다고 가정해보자. 그러면 각 편파당 총 전력은 13dBm + 10 × log(128) = 34dBm이다. 26dBi의 안테나 이득을 합치면, 각 편파당 총 EIRP는 34dBm + 26dBi = 60dBm이다. 통상적인 실외 구축 시나리오에서 이 정도의 EIRP면 28GHz에서 수백 미터까지 커버할 수 있다.

서브 6GHz 시스템에서 DPD의 가치

5G 및 4G 무선 표준들은 OFDM 신호를 기반으로 한다. OFDM 신호는 근본적으로 피크-대-평균 전력 비가 높다. 이러한 신호를 높은 충실도로 증폭 및 전송하고 인접 채널에 영향을 주지 않게 하려면 신호 피크를 압축하거나 깎지 않도록 주의를 기울여야 한다. 이를 위해서는 PA를 자신의 피크 전력 능력보다 6dB ~ 9dB 낮은 평균 전력으로 작동해야 한다. PA 성능을 이처럼 낮춰서 작동하면 결과적인 효율은 매우 낮아지게 되며, 때로는 10% 이하가 되기도 한다.

도허티 같은 효율적인 PA 아키텍처는 자신의 피크 전력보다 6dB ~ 9dB 낮은 전력에서도 높은 효율을 유지하나, 클래스 AB PA에 비해서 선형성은 크게 떨어진다. 그러므로 어떠한 선형화 기법을 사용하지 않으면, 애플리케이션이 요구하는 오류 벡터 크기(EVM) 및 인접 채널 전력 비(ACPR) 요건을 충족하지 못할 수 있다. 많이 사용되는 선형화 기법 중의 하나가 DPD인데, 서브 6GHz 시스템에서 널리 사용된다.

3GPP 표준 38.104의 경우, 서브 6GHz 시스템은 64 QAM과 256 QAM 변조에 대해 각각 8% 및 3.5% 이하의 EVM을 요구한다. 이러한 EVM 요건을 충족하기 위해서는 신호의 PAPR을 6dB ~ 9dB 사이로 유지해야 한다. ACPR은 3GPP 표준 38.104의 경우 통상적으로 -45dBc 이하여야 한다. 

앞서 예로 든 송신기당 40W의 rms 출력 전력을 지원하는 900MHz 4Tx/4Rx 무선 사례의 경우, EVM과 ACPR 요건을 충족하고자 전력 증폭기를 선형 구간에서 작동한다면 효율은 대체로 10% 이하다. 다시 말해 40W의 RF 전력을 출력하기 위해서 4개의 PA가 각각 400W 이상의 DC 전력을 소모한다는 뜻이다. 그러므로 4개 PA가 소모하는 전력만 1600W가 넘는다. 이는 무선의 크기, 냉각, 신뢰성, 가동 비용(OPEX)에 중대하게 영향을 미친다. 이에 비해, 도허티 PA에 파고율 저감(CFR) 및 DPD 기법을 결합하면 40% 이상의 PA 효율을 달성할 수 있다. 즉, 각각의 PA가 40W의 RF 전력을 출력하기 위해서 100W 이하의 DC 전력을 소모하는 것이다. 따라서 무선에 사용되는 4개의 PA는 총 400W 이하의 DC 전력을 소모한다. 무선의 나머지 부분은 대체로 50W 이하의 DC 전력을 소모한다. 그러므로 도허티 증폭기에 DPD와 CFR을 결합한다고 하더라도, PA가 소모하는 전력이 이 무선 시스템의 총 DC 소비 전력의 85% 이상을 차지한다.

밀리미터파 어레이에서 DPD 구현 방법 및 그 이점

AiB256에는 각 빔마다 128개 또는 64개의 PA가 장착되어 2개 또는 4개의 빔을 생성할 수 있는 256개의 송신 및 수신 체인이 있다. 서브 6GHz 시스템과 마찬가지로, 밀리미터파 대역에서 EVM 요건은 64 QAM과 256 QAM 변조의 경우 각각 8%와 3.5%이다. 하지만 밀리미터파에서 ACPR 요건은 서브 6GHz보다 훨씬 덜 엄격하다. 3GPP 표준 38.104의 경우, 28GHz 대역에서 28dBc, 39GHz 대역에서 26dBc이다.

ADMV4828 빔포머 디바이스에서 각각의 클래스 AB PA는 21dBm의 피크 전력을 제공할 수 있다. ADMV4828의 PA들을 약 12dBm의 rms 출력 전력으로 실행하면 피크 전력까지 9dB의 여유가 남고, EVM과 ACPR 요건을 모두 충족할 수 있다. 12dBm(16mW)의 출력 전력에서, 각각의 송신 체인은 약 300mW의 전력을 소모하므로 효율은 5%이다. 송신 체인에서 일부 전력은 빔포밍에 필요한 가변 위상 쉬프터에 의해 소비된다. 이러한 가변 위상 쉬프터를 포함하여, 각 수신 경로에서 약 125mW의 DC 전력을 소모한다.

위의 전력 수치들을 보면, 서브 6GHz 무선과 비교할 때, 밀리미터파 무선에서 총 DC 전력 소모와 관련한 PA 전력 소모의 비중이 훨씬 더 작다는 것을 알 수 있다. 그렇다면, 밀리미터파 무선에서도 DPD를 적용하는 것이 더 유리할까? 

이 질문에 대답하기 위해서는 먼저 밀리미터파에 적합한 DPD 아키텍처를 알아볼 필요가 있다. 단순히 서브 6GHz 시스템에서 밀리미터파로 DPD 구현을 확장하는 것이라면 모든 각각의 PA마다 DPD 루프가 필요할 것이다. 즉, AiB256에 총 256개의 DPD 루프가 필요하다는 뜻이다. 256개의 DPD 루프를 구현하려면 비용도 많이 들고 전력 소모도 클 것이다. 각각의 PA가 낮은 수준의 전력(12dBm 정격)을 출력하므로 DPD를 적용했을 때 전반적인 시스템 효율은 DPD를 적용하지 않은 시스템보다 낮을 것이다.

다행히도 이 문제에 대한 멋진 해결책이 존재한다. AiB256은 각 빔에 64개의 PA를 사용해서 최대 4개의 빔을 생성할 수 있다(그림 3). 즉, 빔스티어링에 적용되는 상대적 위상 편이를 제외하고는, 각각의 PA가 다른 63개 PA와 동일한 신호를 사용한다는 뜻이다. 그러므로 64개 PA 무리를 단일 DPD 루프로 두른다면, 전체 AiB256 어레이에 총 4개의 DPD 루프만 구현하면 된다. 기본적으로 각각의 PA가 아니라 각각의 빔에 DPD 루프를 구현하는 것이다. 각 PA마다 전담 DPD 루프를 구현하는 서브 6GHz DPD와 구분하기 위해, 이 방식을 ‘어레이 DPD’라고 부르기로 한다. 

감시 수신기는 빔의 보어사이트를 감시해야 한다. 이때 모든 PA들로부터 신호들이 동위상으로 더해지고, 그럼으로써 64개 PA의 누적된 원역 애그리게이션으로 인해 발생하는 왜곡을 교정할 수 있다. 이번 글에 소개된 예제에서는 초기 평가 단계에서 그림 5에서 보는 것과 같이 원역 혼 안테나를 DPD 감시 수신기로 사용했으며, 각 빔 주변을 단일 DPD 루프로 둘러쌈으로써 EVM과 ACPR을 향상할 수 있다는 것을 확인했다. 향후의 ADI 제품들은 DPD 구현을 간소화하기 위해 감시 경로를 통합할 수 있을 것이다.

DPD 셋업에는 CFR 및 DPD 기능을 포함하고 최대 200MHz 대역폭을 지원하는 ADRV9029 트랜시버를 사용했다. 향후의 ADI 트랜시버들은 DPD 기능과 함께 최소한 400MHz의 대역폭을 지원할 수 있을 것이다.

분석 결과를 보면, 밀리미터파 어레이 DPD가 26.5GHz ~ 29.5GHz 주파수 범위에서 빔 EIRP를 3dB 이상(1.5dB ~ 3.2dB 범위) 향상할 수 있는 것으로 확인되었다. 빔포머의 출력 매칭과 바이어스 설정을 특정 주파수로 최적화하면 EVM과 ACPR 사양을 유지하면서 최대 13dBm의 rms 출력 전력이 가능하다. 하지만 넓은 주파수 범위와 여러 유닛에 걸쳐서는 이 같은 수준의 성능을 유지하지 못한다. 조건이 맞다면(PA의 포화 전력을 21dBm 이상으로 유지), DPD를 사용함으로써 원하는 대역에 걸쳐서 일정하게 14dBm 이상의 출력 전력을 달성하는 것도 가능하다. 

밀리미터파 어레이를 설계할 때는 빔당 EIRP가 중요한 요구사항이다. 소자당 전력이 비교적 낮으면 목표로 하는 EIRP를 달성하기 위해서 많은 소자들이 필요한데, 이는 어레이 비용, 전력, 크기를 증가시킨다. 어레이에 소자들이 많아질수록 결과적인 빔 폭은 좁아진다. 폭이 좁은 빔이 항상 바람직한 것은 아니다. 빔을 조준하고 모바일 사용자를 추적하는 게 더 까다로워지기 때문이다. 그림 6의 그래프는 60dBm의 목표 EIPR을 유지하면서 DPD를 0dB부터 3dB까지 향상하는데 필요한 소자 수와 어레이 DC 전력 소모가 어떻게 달라지는지 보여준다.

DPD를 적용해서 EIRP가 3dB 향상된다면, 필요한 소자 수는 거의 30% 줄어들고 전력 소모는 약 20% 감소한다. 서브 6GHz 사례에 DPD를 적용함으로써 PA들의 전력 소모를 1/4로 줄이는 것과 비교할 때, 밀리미터파 어레이에서의 전력 소모 저감 효과는 그리 크지 않다. 하지만 밀리미터파의 경우 부수적인 이점은, 소자 수를 30% 줄임으로써 어레이 하드웨어 비용과 크기를 상당히 줄일 수 있게 된다는 것이다. 향후에는 밀리미터파 빔포머에 좀더 효율적인 PA 아키텍처를 도입함으로써 DPD를 적용할 때의 전력 효율을 좀더 향상할 수 있을 것이다.

맺음말

5G 밀리미터파 어레이에 DPD를 구현하는 데에는 서브 6GHz 주파수에 적용할 때와는 다른 새로운 과제들이 수반한다. 빔을 형성하는 각각의 PA들마다가 아니라 각각의 빔에 단일 DPD 루프를 구현하는 방법은 어레이 DPD를 보다 실현 가능하고 유익하게 만든다. 이 글의 분석을 통해 살펴본 것처럼 더 높은 출력 전력, 시스템 전력 저감, 하드웨어 절약이라는 측면에서 실질적인 이점들을 누릴 수 있다. 다만 밀리미터파 DPD는 그 적용 및 평가 양쪽 모두에 있어서 기존 서브 6GHz DPD와는 다른 관점에서 바라보아야 한다. 밀리미터파 PA 아키텍처가 성숙함에 따라 이 같은 포지셔닝은 달라질 수 있겠지만, 현재 우리가 할 일은 DPD를 더 잘 활용하고 더 많은 유익함을 가져오도록 연구개발을 계속하는 것이다. 

[참고문헌]

[1] 38.104: Base Station (BS) Radio Transmission and Reception. 3GPP, March 2017.

[2] Delos, Peter, Bob Broughton, and Jon Kraft. “Phased Array Antenna Patterns─Part 1: Linear Beam Array Characteristics and Array Factor.” Analog Dialogue, Vol. 54, No. 2, May 2020.

[3] Delos, Peter, Bob Broughton, and Jon Kraft. “Phased Array Antenna Patterns─Part 2: Grating Lobes and Beam Squint.” Analog Dialogue, Vol. 54, No. 2, June 2020.

[4] Delos, Peter, Bob Broughton, and Jon Kraft. “Phased Array Antenna Patterns─Part 3: Sidelobes and Tapering.” Analog Dialogue, Vol. 54, No. 3, July 2020.

leekh@seminet.co.kr
(끝)
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